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开关变换器学习

反激变换器

目标

Section titled “目标”
  • 按 1:n 匝比（turns ratio）约定，计算反激（flyback）变换器在 CCM 和 DCM 下的电压变换比（conversion ratio）。
  • 求出开关管和二极管的应力（stress），以及每次关断（turn-off）时漏感（leakage inductance）遗留的能量。
  • 解释为什么以固定占空比（duty ratio）向固定输出供电时，CCM 反激变换器的输入电压会被锁定。

理论

Section titled “理论”

从升降压变换器到反激变换器

Section titled “从升降压变换器到反激变换器”
反激（flyback）变换器。匝比为 1:n1:n 的耦合绕组（coupled windings）取代了升降压变换器的电感：Q1Q_1 导通时储存在励磁电感（magnetizing inductance）中的能量，在 Q1Q_1 关断时经 D1D_1 送到输出。两绕组的同名端（dot）位于相反的一端，表明两绕组轮流导通（conduction）。 [Erickson & Maksimović 2020, Ch. 6]

反激变换器把升降压（buck-boost）变换器的电感换成绕在同一磁芯上的两个耦合绕组（coupled windings），匝比为 1:n，其中 nn 为二次绕组（secondary winding）匝数除以一次绕组（primary winding）匝数。折算到一次侧（referred to the primary）的励磁电感（magnetizing inductance）LML_M 在开关管导通期间储存能量；开关管关断期间，由二次绕组和二极管把这些能量送到输出。绕组实现输出隔离（isolation），匝比按比例改变电压变换比 [Erickson & Maksimović 2020, Ch. 6]：

M=nD1−DM = \frac{n D}{1 - D}
MM
电压变换比（conversion ratio）
DD
占空比（duty ratio）
nn
匝比（turns ratio），二次/一次
反激（flyback）变换器的电压变换比，CCM✓ 经 8 项测试验证
假设、约定与出处
假设
  • 理想（无损）开关器件与无源元件
  • 连续导通模式（CCM）
  • 周期稳态
  • 小纹波近似（small-ripple approximation）
约定
M=V/VgM = V/V_g；1:n 变压器，其中 n=Ns/Npn = N_s/N_p
出处
Erickson & Maksimović 2020, Ch. 6 (Converter Circuits)
推导
sympy 逐步推导
公式 id
flyback.ccm.M · equations.yaml 条目

KK 用 LML_M 和实际负载电阻（load resistance）计算，匝比随之出现在临界值（critical value）中（反激变换器的临界 K）。在 DCM 下，变换比不再与匝比有关 [Erickson & Maksimović 2020, Ch. 5]：

M=DKM = \frac{D}{\sqrt{K}}
MM
电压变换比（conversion ratio）
DD
占空比（duty ratio）
KK
电感参数（CCM/DCM 判别）
反激变换器的电压变换比，DCM✓ 经 8 项测试验证
假设、约定与出处
假设
  • 理想（无损）开关器件与无源元件
  • 断续导通模式（DCM）
  • 周期稳态
  • 小纹波近似（small-ripple approximation）
  • 电阻负载 R
约定
1:n 变压器，n=Ns/Npn = N_s/N_p；KK 用 LML_M（折算到一次侧）和实际负载 RR 计算
备注
与 nn 无关：匝比只影响 KcritK_\mathrm{crit} 和各项应力
出处
Erickson & Maksimović 2020, Ch. 5–6 (DCM; flyback as an isolated buck-boost)
推导
sympy 逐步推导
公式 id
flyback.dcm.M · equations.yaml 条目

CCM 电流与纹波

Section titled “CCM 电流与纹波”

在 CCM 下，反激变换器的行为与二次侧各量折算到一次侧后的升降压变换器相同。二极管导通（conduction）期间，二次侧流过的电流为励磁电流除以 nn，因此对输出电容应用电荷平衡（charge balance），可得平均励磁电流 [Erickson & Maksimović 2020, Ch. 6]：

IM=nV(1−D)RI_M = \frac{n V}{\left(1 - D\right) R}
IMI_M
直流励磁电流（magnetizing current）
DD
占空比（duty ratio）
RR
负载电阻
VV
输出电压
nn
匝比（turns ratio），二次/一次
反激变换器励磁电流（折算到一次侧），CCM✓ 经 7 项测试验证
假设、约定与出处
假设
  • 理想（无损）开关器件与无源元件
  • 连续导通模式（CCM）
  • 周期稳态
  • 小纹波近似（small-ripple approximation）
  • 电阻负载 R
约定
1:n 变压器，n=Ns/Npn = N_s/N_p；二极管导通期间，二次侧流过 IM/nI_M/n
备注
n=1n = 1 时即为升降压变换器的电感电流
出处
Erickson & Maksimović 2020, Ch. 6 (Converter Circuits); derived here by charge balance
推导
sympy 逐步推导
公式 id
flyback.IM · equations.yaml 条目

开关管导通期间，加在 LML_M 上的 VgV_g 决定励磁电流纹波，同时由输出电容单独向负载供电，这决定了输出纹波：

ΔiM=VgDTs2LM\Delta i_M = \frac{V_g D T_s}{2 L_M}
ΔiM\Delta i_M
励磁电流纹波，峰峰值的一半
DD
占空比（duty ratio）
LML_M
励磁电感（magnetizing inductance），折算到一次侧
TsT_s
开关周期
VgV_g
输入电压
反激变换器励磁电流纹波，CCM✓ 经 7 项测试验证
假设、约定与出处
假设
  • 理想（无损）开关器件与无源元件
  • 连续导通模式（CCM）
  • 周期稳态
约定
ΔiM\Delta i_M 为纹波峰峰值的一半（Erickson）
出处
Erickson & Maksimović 2020, Ch. 6 (Converter Circuits); derived here by volt-seconds on L_M
推导
sympy 逐步推导
公式 id
flyback.ripple.iM · equations.yaml 条目
Δv=VDTs2RC\Delta v = \frac{V D T_s}{2 R C}
Δv\Delta v
输出电压纹波，峰峰值的一半
CC
电容（输出电容）
DD
占空比（duty ratio）
RR
负载电阻
TsT_s
开关周期
VV
输出电压
反激变换器输出电压纹波，CCM✓ 经 7 项测试验证
假设、约定与出处
假设
  • 理想（无损）开关器件与无源元件
  • 连续导通模式（CCM）
  • 周期稳态
  • 小纹波近似（small-ripple approximation）
  • 电阻负载 R
约定
Δv\Delta v 为纹波峰峰值的一半（Erickson）
备注
与升降压变换器相同，开关管导通期间二极管关断，由电容单独向负载供电
出处
Erickson & Maksimović 2020, Ch. 6 (Converter Circuits); derived here by charge balance
推导
sympy 逐步推导
公式 id
flyback.ripple.v · equations.yaml 条目

变换器设计工具由这些公式求解 LML_M 和 CC。

开关管与二极管的应力

Section titled “开关管与二极管的应力”

开关管关断期间，二次绕组电压被钳位在输出电压加二极管压降（diode drop），该电压除以 nn 后出现在一次侧。因此开关管阻断（block）输入电压与这一反射电压（reflected voltage）之和 [Erickson & Maksimović 2020, Ch. 6]：

VDS=Vg+V+VDnV_\mathrm{DS} = V_g + \frac{V + V_D}{n}
VDSV_\mathrm{DS}
开关管关断时的电压
VV
输出电压
VDV_D
输出二极管正向压降（forward drop）
VgV_g
输入电压
nn
匝比（turns ratio），二次/一次
反激变换器开关管关断时的电压（不含漏感尖峰）✓ 经 7 项测试验证
假设、约定与出处
假设
  • 理想（无损）开关器件与无源元件
  • 周期稳态
  • 输出二极管建模为恒定正向压降 V_D
备注
漏感尖峰叠加在此电压之上；参见 ElkE_\mathrm{lk}
出处
Erickson & Maksimović 2020, Ch. 6 (Converter Circuits)
推导
sympy 逐步推导
公式 id
flyback.Vds_off · equations.yaml 条目

开关管导通期间，二次绕组两端电压为 nVgn V_g，二极管阻断该电压与输出电压之和：

VR=V+nVgV_R = V + n V_g
VRV_R
二极管反向电压（reverse voltage）
VV
输出电压
VgV_g
输入电压
nn
匝比（turns ratio），二次/一次
反激变换器输出二极管的反向电压✓ 经 7 项测试验证
假设、约定与出处
假设
  • 理想（无损）开关器件与无源元件
  • 周期稳态
出处
Erickson & Maksimović 2020, Ch. 6 (Converter Circuits)
推导
sympy 逐步推导
公式 id
flyback.diode.VR · equations.yaml 条目

nn 越小，二极管应力越低，但开关管上的反射电压越高。

DCM 峰值电流与无损电阻

Section titled “DCM 峰值电流与无损电阻”

在 DCM 下，励磁电流每个周期都从零开始，因此其峰值只取决于输入电压、导通时间（on-time）和 LML_M [Erickson & Maksimović 2020, Ch. 5]：

Ipk=VgDLMfsI_\mathrm{pk} = \frac{V_g D}{L_M f_s}
IpkI_\mathrm{pk}
峰值电流
DD
占空比（duty ratio）
LML_M
励磁电感（magnetizing inductance），折算到一次侧
VgV_g
输入电压
fsf_s
开关频率
反激变换器峰值励磁电流，DCM✓ 经 7 项测试验证
假设、约定与出处
假设
  • 理想（无损）开关器件与无源元件
  • 断续导通模式（DCM）
  • 周期稳态
备注
DCM 下励磁电流每个周期都从零开始
出处
Erickson & Maksimović 2020, Ch. 5 (The Discontinuous Conduction Mode)
推导
sympy 逐步推导
公式 id
flyback.Ipk.dcm · equations.yaml 条目

每个周期储存的能量决定输入功率，输入端表现为一个无损电阻（loss-free resistor, LFR）（DCM 输入功率、输入电阻）。

漏感

Section titled “漏感”

一次绕组的磁通（flux）并不全部与二次绕组交链（linkage）。关断时漏感中流过一次电流，其能量无法到达输出 [Erickson & Maksimović 2020, Ch. 4]：

Elk=LlkIpk22E_\mathrm{lk} = \frac{L_\mathrm{lk} I_\mathrm{pk}^{2}}{2}
ElkE_\mathrm{lk}
每次关断的漏感能量
IpkI_\mathrm{pk}
峰值电流
LlkL_\mathrm{lk}
漏感（leakage inductance），折算到一次侧
关断时漏感中储存的能量✓ 经 7 项测试验证
假设、约定与出处
假设
  • 线性（未饱和）磁性材料
备注
这部分能量无法传递到二次侧；必须由钳位电路或缓冲电路吸收
出处
Erickson & Maksimović 2020, Ch. 4 (Switch Realization: losses from energy stored in leakage and stray inductances)
推导
sympy 逐步推导
公式 id
flyback.leak.E · equations.yaml 条目

钳位电路（clamp）或缓冲电路（snubber）必须在每个周期吸收这部分能量。耗散型钳位电路（dissipative clamp）将其转化为热，因此由此得到的功率是钳位电路损耗的下限；把能量送回输入或输出的钳位电路处理这一功率，但并不将其耗散：

Plk=ElkfsP_\mathrm{lk} = E_\mathrm{lk} f_s
PlkP_\mathrm{lk}
漏感能量乘以 fs
ElkE_\mathrm{lk}
每次关断的漏感能量
fsf_s
开关频率
漏感能量对应的功率✓ 经 7 项测试验证
假设、约定与出处
假设
  • 周期稳态
  • 储存的能量每个周期全部耗散
备注
是耗能型钳位电路损耗的下限，这类钳位电路还会吸收来自反射电压的能量，因而耗散更多；将能量回馈到输入或输出的钳位电路则处理这一功率，而不将其耗散
出处
Erickson & Maksimović 2020, Ch. 4 (Switch Realization)
推导
sympy 逐步推导
公式 id
flyback.leak.P · equations.yaml 条目

钳位检查按这一能量确定 TVS 或 RCD 钳位电路的参数：钳位电压、开关管电压和钳位电路的耗散功率。

以固定占空比向固定输出供电

Section titled “以固定占空比向固定输出供电”

若输出由电池或稳压母线（regulated bus）维持，且占空比固定，则 CCM 下的伏秒平衡（volt-second balance）只允许一个输入电压：

Vg,crit=(V+VD)(1−D)nDV_{g,\mathrm{crit}} = \frac{\left(V + V_D\right) \left(1 - D\right)}{n D}
Vg,critV_{g,\mathrm{crit}}
CCM/DCM 临界处的输入电压
DD
占空比（duty ratio）
VV
输出电压
VDV_D
输出二极管正向压降（forward drop）
nn
匝比（turns ratio），二次/一次
反激变换器：CCM/DCM 临界处的输入电压（固定 D，固定输出）✓ 经 7 项测试验证
假设、约定与出处
假设
  • 理想（无损）开关器件与无源元件
  • 处于 CCM/DCM 临界
  • 周期稳态
  • 输出维持在固定电压 V（电池或稳压母线）
  • 输出二极管建模为恒定正向压降 V_D
备注
低于 Vg,critV_{g,\mathrm{crit}} 时变换器工作于 DCM；由电源驱动的母线升至 Vg,critV_{g,\mathrm{crit}} 后，被 CCM 伏秒平衡固定在该值
出处
Erickson & Maksimović 2020, Ch. 6 (Converter Circuits); derived here by volt-second balance
推导
sympy 逐步推导
公式 id
flyback.V_crit · equations.yaml 条目

输入电压低于该值时，反激变换器工作在 DCM，像电阻一样吸取功率。由限流电源（current-limited source）驱动输入时，其电压不断上升，直至达到该值；在该值处 CCM 开始，并把输入保持在这里：此时变换器表现为恒压负载（constant-voltage sink）。在这一点，开关管阻断的电压为

VDS=V+VDnDV_\mathrm{DS} = \frac{V + V_D}{n D}
VDSV_\mathrm{DS}
开关管关断时的电压
DD
占空比（duty ratio）
VV
输出电压
VDV_D
输出二极管正向压降（forward drop）
nn
匝比（turns ratio），二次/一次
输入固定在临界值时反激变换器的开关管电压✓ 经 7 项测试验证
假设、约定与出处
假设
  • 理想（无损）开关器件与无源元件
  • 处于 CCM/DCM 临界
  • 周期稳态
  • 输出维持在固定电压 V（电池或稳压母线）
  • 输出二极管建模为恒定正向压降 V_D
约定
在 Vg=Vg,critV_g = V_{g,\mathrm{crit}} 处计算
出处
Erickson & Maksimović 2020, Ch. 6 (Converter Circuits); derived here
推导
sympy 逐步推导
公式 id
flyback.Vds_clamped · equations.yaml 条目

工作模态（operating mode）

Section titled “工作模态（operating mode）”

本节逐个模态地考察每个例题的一个稳态周期。波形由本站的仿真器计算，仿真器的工作模态视图可对任意参数值绘出同样的图。在 CCM 下，一个周期包含两个模态：开关管导通，励磁电感从输入储能，输出二极管阻断；随后开关管关断，励磁电流从二次绕组经二极管流出 [Erickson & Maksimović 2020, Ch. 6]。

M1M2vGS导通iLM1.15 A185 mAiS1.15 A0 AiD4.58 A0 AvDS80.1 V0 VvLM48 V−32.1 Vt0t1t2

有电流  无电流

(a) 模态 1 开关管导通（t0 至 t1：0 s 至 4 µs，4 µs）
+−Vg供电LM↑ 储存NpS导通NsD阻断C放电R导通

S 导通：一次绕组接在输入两端。二次绕组的同名端（dot）在其下端，因此 D 反偏，二次绕组中无电流。LM 两端电压的平均值为 48 V。LM 的电流增大：储存能量。C 放电。输入电源提供功率。

(b) 模态 2 开关管关断（t1 至 t2：4 µs 至 10 µs，6 µs）
+−VgLM↓ 释放Np导通S关断Ns导通D导通C充电 → 放电R导通

S 关断：励磁电流转移到二次绕组，除以 n 后经 D 流入输出。LM 两端电压的平均值为 −32 V。LM 的电流减小：释放能量。C 先充电后放电。输入电源不提供任何功率。

例题 flyback-ccm 一个稳态周期内的工作模态，由本站仿真器计算：标有模态边界 t0,t1,…t_0, t_1, \ldots 的主要波形，以及各模态下的电路，流过电流的支路以彩色显示。 ▶ 在仿真器中修改数值

在 DCM 下，励磁电流在周期结束前降到零，随后出现第三个模态，其间开关管和二极管都不导通 [Erickson & Maksimović 2020, Ch. 5]：

M1M2M3vGS导通iLM2.88 A0 AiS2.88 A0 AiD11.5 A0 AvDS130 V0 VvLM48 V−81.6 Vt0t1t2t3

有电流  无电流

(a) 模态 1 开关管导通（t0 至 t1：0 s 至 3 µs，3 µs）
+−Vg供电LM↑ 储存NpS导通NsD阻断C放电R导通

S 导通：一次绕组接在输入两端。二次绕组的同名端（dot）在其下端，因此 D 反偏，二次绕组中无电流。LM 两端电压的平均值为 48 V。LM 的电流增大：储存能量。C 放电。输入电源提供功率。

(b) 模态 2 开关管关断（t1 至 t2：3 µs 至 4.77 µs，1.77 µs）
+−VgLM↓ 释放Np导通S关断Ns导通D导通C充电 → 放电R导通

S 关断：励磁电流转移到二次绕组，除以 n 后经 D 流入输出。LM 两端电压的平均值为 −81.5 V。LM 的电流减小：释放能量。C 先充电后放电。输入电源不提供任何功率。

(c) 模态 3 空闲（t2 至 t3：4.77 µs 至 10 µs，5.23 µs）
+−VgLM0NpS关断NsD阻断C放电R导通

励磁电流为零（DCM）：S 和 D 均关断。LM 中无电流。C 放电。输入电源不提供任何功率。

例题 flyback-dcm 一个稳态周期内的工作模态，由本站仿真器计算：标有模态边界 t0,t1,…t_0, t_1, \ldots 的主要波形，以及各模态下的电路，流过电流的支路以彩色显示。 ▶ 在仿真器中修改数值

例题

Section titled “例题”

三个反激变换器例题：一个带电阻负载、工作在 CCM，一个工作在 DCM，一个以固定占空比为固定输出充电。

CCM 反激变换器示例，理想二极管
符号数值求法
VgV_g 输入电压48 V已知
nn 匝比（turns ratio），二次/一次0.25已知
DD 占空比（duty ratio）0.4已知
fsf_s 开关频率100 kHz已知
LML_M 励磁电感（magnetizing inductance），折算到一次侧200 µH已知
RR 负载电阻5 Ω已知
VDV_D 输出二极管正向压降（forward drop）0 V已知
MM 电压变换比（conversion ratio）0.167反激（flyback）变换器的电压变换比，CCM
VV 输出电压8 V由电压变换比求输出电压
KK 电感参数（CCM/DCM 判别）8无量纲电感参数 K
KcritK_\mathrm{crit} CCM/DCM 临界处的 K5.76反激变换器的临界 K
VDSV_\mathrm{DS} 开关管关断时的电压80 V反激变换器开关管关断时的电压（不含漏感尖峰）
VRV_R 二极管反向电压（reverse voltage）20 V反激变换器输出二极管的反向电压

工作模式：CCM（K>KcritK > K_\mathrm{crit}：成立）

DCM 反激变换器示例，理想二极管
符号数值求法
VgV_g 输入电压48 V已知
nn 匝比（turns ratio），二次/一次0.25已知
DD 占空比（duty ratio）0.3已知
fsf_s 开关频率100 kHz已知
LML_M 励磁电感（magnetizing inductance），折算到一次侧50 µH已知
RR 负载电阻20 Ω已知
VDV_D 输出二极管正向压降（forward drop）0 V已知
LlkL_\mathrm{lk} 漏感（leakage inductance），折算到一次侧1 µH已知
KK 电感参数（CCM/DCM 判别）0.5无量纲电感参数 K
KcritK_\mathrm{crit} CCM/DCM 临界处的 K7.84反激变换器的临界 K
MM 电压变换比（conversion ratio）0.424反激变换器的电压变换比，DCM
VV 输出电压20.4 V由电压变换比求输出电压
IpkI_\mathrm{pk} 峰值电流2.88 A反激变换器峰值励磁电流，DCM
VDSV_\mathrm{DS} 开关管关断时的电压129 V反激变换器开关管关断时的电压（不含漏感尖峰）
ElkE_\mathrm{lk} 每次关断的漏感能量4.15 µJ关断时漏感中储存的能量
PlkP_\mathrm{lk} 漏感能量乘以 fs415 mW漏感能量对应的功率

工作模式：DCM（K>KcritK > K_\mathrm{crit}：不成立）

以固定占空比向固定输出充电的反激变换器示例
符号数值求法
VV 输出电压12 V已知
VDV_D 输出二极管正向压降（forward drop）500 mV已知
DD 占空比（duty ratio）0.3已知
nn 匝比（turns ratio），二次/一次0.25已知
Vg,critV_{g,\mathrm{crit}} CCM/DCM 临界处的输入电压117 V反激变换器：CCM/DCM 临界处的输入电压（固定 D，固定输出）
VDSV_\mathrm{DS} 开关管关断时的电压167 V输入固定在临界值时反激变换器的开关管电压

在 CCM 例题中，反射电压叠加在输入电压上，因此尽管输入为 48 V，开关管却要阻断 80 V。在 DCM 例题中，仅 1 µH 的漏感就意味着耗散型钳位电路至少损耗 415 mW。

动手试试

Section titled “动手试试”

▶ 在公式浏览器中打开：反激变换器开关管关断时的电压（不含漏感尖峰）
预设取自例题 flyback-ccm

▶ 在仿真器中打开：反激
预设取自例题 flyback-dcm

扫描（sweep）匝比 nn：nn 越小，反射电压和开关应力越高。然后打开二极管应力公式，再次扫描 nn，观察相反的趋势。

实验练习

Section titled “实验练习”

在小功率反激评估板（evaluation board）上，观察开关管关断期间的开关管电压。应能看到：关断时的一个短尖峰（漏感能量被钳位），随后是位于输入电压加反射输出电压处的平台（plateau），在 DCM 下，二次电流降到零后还有振铃（ringing）。测量平台电压，并将其与开关应力公式在实测输入、输出电压下给出的值比较。

易错点

Section titled “易错点”
  • 漏感能量必须有去处。没有钳位电路或缓冲电路时，关断尖峰会一直升高，直到某个器件击穿（breakdown）。耗散型钳位电路至少损耗上面求出的漏感功率，回收能量的钳位电路仍必须具有处理这一功率的额定值（rating）[Erickson & Maksimović 2020, Ch. 4]。
  • 开环（open-loop）反激变换器不能失去负载。在 DCM 下，负载移除时输出会升高（DCM 变换比随 KK 减小而增大），反射电压也随之升高，直到钳位电路限制住开关管电压。
  • 由限流电源供电的固定占空比反激变换器会锁定其输入电压。CCM 一旦开始，输入就停在上面给出的临界电压上，不再继续升高。

延伸阅读

Section titled “延伸阅读”
  • 图书章节 Converter Circuits (Ch. 6) — R. W. Erickson, D. Maksimović · 访问于 2026-09-23
    各基本拓扑之间的关系，以及包括反激和正激变换器在内的变压器隔离型变换器。
  • 课程 Converter Circuits — University of Colorado Boulder (Coursera) · 访问于 2026-09-23
    DCM 分析与隔离型变换器电路，沿用同一本教材。
  • 讲义 6.334 Lecture Notes — D. Perreault, MIT OpenCourseWare · 访问于 2026-09-23
    按章节编写的讲义，涵盖 DC/DC 变换器、磁性元件与隔离型变换器。
  • 视频频道 Sam Ben-Yaakov — power electronics videos — S. Ben-Yaakov · 访问于 2026-09-23
    直观讲解变换器的工作特性，很少使用公式。

测验

Section titled “测验”

  1. 匝比为 1:n、n=0.5n = 0.5 的理想 CCM 反激变换器由 24 V24\,\mathrm{V} 供电，工作在 D=0.5D = 0.5。其输出电压是多少？

    1. 6 V6\,\mathrm{V}
    2. 12 V12\,\mathrm{V}
    3. 24 V24\,\mathrm{V}
    4. 48 V48\,\mathrm{V}
    答案与解析

    正确答案：B 变换比为 nD/(1−D)n D/(1 - D)，即升降压变换器的变换比乘以匝比：此处为 0.50.5，因此输出是输入的一半。

  2. 反激变换器由 48 V48\,\mathrm{V} 供电，n=0.25n = 0.25，输出为 12 V12\,\mathrm{V}（理想二极管）。不计漏感尖峰，开关管关断时阻断的电压是多少？

    1. 60 V60\,\mathrm{V}
    2. 96 V96\,\mathrm{V}
    3. 120 V120\,\mathrm{V}
    4. 144 V144\,\mathrm{V}
    答案与解析

    正确答案：B 输出电压除以 nn 后出现在一次侧，此处为 48 V48\,\mathrm{V}，并与输入电压相加。

  3. 在同一反激变换器中，开关管导通期间输出二极管阻断的反向电压是多少？

    1. 12 V12\,\mathrm{V}
    2. 24 V24\,\mathrm{V}
    3. 48 V48\,\mathrm{V}
    4. 60 V60\,\mathrm{V}
    答案与解析

    正确答案：B 二次绕组两端电压为 nVgn V_g，此处为 12 V12\,\mathrm{V}，二极管阻断该电压与输出电压之和。

  4. 用 LML_M 和实际负载计算 KK 时，反激变换器的 DCM 变换比与匝比有什么关系？

    1. 与 nn 成正比
    2. 与 1/n1/n 成正比
    3. 与 nn 无关
    4. 与 n2n^2 成正比
    答案与解析

    正确答案：C 在 DCM 下，每个周期储存在 LML_M 中的能量无论匝比如何都会送到负载，变换比为 D/KD/\sqrt{K}。

  5. 某反激变换器的漏感为 2 μH2\,\mu\mathrm{H}，在 100 kHz100\,\mathrm{kHz} 下每次关断 3 A3\,\mathrm{A} 的电流。耗散型钳位电路至少要耗散多少功率？

    1. 0.09 W0.09\,\mathrm{W}
    2. 0.45 W0.45\,\mathrm{W}
    3. 0.9 W0.9\,\mathrm{W}
    4. 1.8 W1.8\,\mathrm{W}
    答案与解析

    正确答案：C 漏感储存的能量为 LlkL_\mathrm{lk} 与电流平方之积的一半，即每次关断 9 μJ9\,\mu\mathrm{J}，而每个周期关断一次。耗散型钳位电路把这些能量全部转化为热。

  6. 一个固定占空比的反激变换器由限流电源供电，为电池充电。电源电压升到某一值后不再上升。为什么？

    1. 电源达到了其限流值
    2. 在该输入电压下反激变换器进入 CCM，而输出和占空比固定时，CCM 的伏秒平衡只允许这一个输入电压
    3. 钳位电路开始导通
    4. 变压器饱和
    答案与解析

    正确答案：B 低于临界电压时，反激变换器工作在 DCM，表现为电阻。达到临界电压时 CCM 开始，伏秒平衡把输入电压锁定：变换器成为恒压负载。

本站例题、预设和练习中的数值均为合成值：为教学而凑整的数值，并非来自任何实际设计的数据。